怎麽對音箱驅動器進行正確的信號（時刻）對齊

   從上世紀80年代前期開端，"時刻對齊"這個詞就被翻來覆去地拿來評論，可是人們對它的了解一向不甚精確。

其實，人們早就注意到這個概念了。為首部有聲電影《爵士歌手》(The Jazz Singer)供給音箱的工程師，發現在踢踏舞場景中，從高頻號筒和從折疊號筒低頻單元傳出的踏步聲有不同的抵達時刻。
從此，規劃師盡心竭力對音箱進行時刻對齊。"時刻對齊"（time alignment）是E. M. Long公司的商標，為了便利評論，咱們將運用通用術語"信號對齊"（signal alignment），來避免一向運用?和TM等標誌。
很多人以為，對音箱內部的驅動器進行信號對齊，其實就是丈量出各個驅動器的音圈到箱體前部的間隔差，然後為最靠近箱體前部的驅動器添加相應的延時，這樣一切驅動器的信號就能正確對齊了。
可是，這並不精確！要對齊高頻和低頻驅動器的信號，咱們有必要首要了解濾波器和相位。
一切濾波器都"旋轉"相位，使經過濾波器的頻率發作正向"相位搬運"。由於360度相位搬運相當於一個波長，波長能夠經過間隔或時刻描繪，因而特定頻率的任何相位搬運都能夠經過一定時長的信號延時表明。
比方，1000 Hz表明每秒循環1000個周期，所以一個波長（或周期）就是一秒的千分之一，即1毫秒（ms）。因而，1 kHz處的360度相位搬運相當於1毫秒延時，180度相位搬運（1/2波長）相當於0.5毫秒延時，90度（1/4波長）相當於0.25毫秒延時。而關於2 kHz，由於一個周期的波長隻要1 kHz的一半，因而相位搬運的延時時刻也是1 kHz的一半。以此計算， 20 Hz的180度相位搬運（1/2波長）相當於25毫秒延時或28.25英尺（以音速計算）。
實踐運用
這跟我評論的論題有什麽關係呢？一切的分頻器和均衡濾波器都是電子濾波器，會使經過的信號發作相位搬運/延時。相同地，一切的音箱都是聲學濾波器，也會形成信號延時。 所以，要對齊低聲單元和號筒驅動器（或高音單元）的信號，咱們不隻要補償各個驅動器到箱體前部的物理間隔差，還要補償分頻器、每個驅動器獨有的分頻後均衡濾波器以及作為聲學濾波器的音箱所形成的濾波器相位搬運延時。分頻前均衡濾波器不考慮在內，由於它們給兩種驅動器形成相同的延時。
現在，讓咱們將新學的常識運用到實踐工作中，對一個兩分頻音箱體係進行信號對齊。這個體係包含一個12英寸的低聲單元（低頻部分）和一個90°x 40°的號筒/緊縮驅動器（高頻部分）。
開端之前，請確保兩個驅動器的極性肯定共同，或至少相關聯的極性有必要共同。可經過多種辦法查看極性：（1）查看接線；（2）在未啟用均衡器或分頻濾波器的情況下，對每個驅動器運用極性查看器；（3）運用丈量體係查看初次正向轟動的脈衝呼應。
圖1 展現了低頻和高頻部分的獨自頻率呼應。丈量Mic放置在兩個驅動器的中心，間隔為低聲單元直徑的五倍。請注意，在添加24 dB/倍頻程（4階）Linkwitz-Riley分頻濾波器之前，我現現已過EQ把每個部分頻率呼應調理得比較滑潤，在分頻點頻率也是這樣。

圖1：運用24 dB/倍頻程Linkwitz-Riley分頻濾波器的獨立低頻&高頻呼應，分頻點為1 kHz
我發現首要經過每個驅動器特有的分頻後濾波器，對驅動器進行均衡處理，可在高、低頻呼應兼並時，為分頻區域供給最滑潤的頻率呼應。這也能夠讓分頻濾波器以更挨近理論的抱負辦法兼並在一起。
請注意，頻響曲線相交之處即聲學分頻頻率，為了進行信號對齊，若運用的是4階濾波器，交匯點應該在-6 dB處。要完成這個目標，有必要確保每個驅動器的電平是共同的，然後調整電子分頻器的頻率，直至取得所需的聲學成果。
本例中，我期望取得1 kHz分頻點。為到達這個目標，終究兩個驅動器的電子分頻頻率為950 Hz。請記住，電子分頻頻率與均衡濾波器和聲學濾波器（即音箱）密切相關並遭到它們的影響，均衡濾波器和聲學濾波器才幹發生真實有用的聲學成果。
圖2 展現了兩個驅動器的組合頻響曲線，它疊置於低頻&高頻的獨立頻響曲線上。請注意分頻處的抵消和600Hz鄰近的小提高。11 dB的波穀表明需求對驅動器進行信號對齊，由於它們發生了異相的相同頻率，抵消了彼此的輸出。這無法經過均衡修補，由於它將一起影響兩個驅動器，相同還會呈現抵消。

圖2：兩個驅動器的組合頻率在分頻處有11 dB的波穀。
圖3 添加了組合頻響的相位曲線。請注意相位曲線分頻處斜度的俄然改變。這也表明，驅動器信號不對齊形成了頻響曲線的波穀。

圖3：從帶相位曲線的驅動器組合頻響圖中，可看到分頻處斜度的俄然改變，顯現驅動器信號為對齊。
在這個階段，大部分執行信號對齊操作的工程師，將開端對最挨近箱體前部的驅動器添加延時，並調查相位曲線直至斜度變得盡可能直（"直"而不是"平"）。假如你的實時分析器（RTA）無法丈量相位，那就太不幸了。這也會是一項十分庸俗的任務，由於最後幾個延時進程，關於相位對齊優化的每一邊，看起來幾乎都相同。
這對頻率呼應而言可能無關緊要，可是這兒的信號對齊還決議了分頻頻率處，軸上波瓣的指向。要使波瓣筆直於箱體正麵，最好在丈量Mic地點的方位，取得最佳對齊設置。
要找到最精確的對齊設置，最簡便的辦法可能是運用實時分析器。
回轉高頻驅動器的極性（"極性"，而不是"相位"）。然後開端為最挨近箱體的驅動器添加延時--本例中，最挨近箱體的驅動器是低聲單元。
找到分頻處最大的抵消。不像前麵將相位斜度弄直的辦法，這個辦法能輕鬆決議最大抵消處的延時步進。波穀可能有30至40 dB深，這個波穀即便在最佳延時的一步進之上或之下，都將小幾個dB。
圖4 對比了高頻回轉極性前後的組合呼應曲線。很幸運，回轉極性的頻響曲線看起來十分平整。
很多人到這兒就停步，開端運用體係了。在DSP（數字信號處理）呈現之前，人們的確經常這麽做。音箱體係內置的無源分頻體係經常是10dB/倍頻程（2階）分頻器。

圖4：驅動器極性相同的組合頻響曲線（波穀）與高頻驅動器極性回轉的組合頻響曲線（平整）
2階分頻器在分頻點發生3 dB衰減，驅動器之間相位相差180度。回轉高頻部分的相位讓它們相位共同，在分頻處取得3 dB的提高。很多帶無源分頻器的音箱都是這樣規劃的。 這時，一個重要的問題是：你能聽出肯定極性和回轉極性信號之間的不同嗎？簡略的答複是：假如信號是十分不對稱的波形，你能夠聽出不同；假如信號是十分對稱的波形，你無法聽出。
圖5 所以，除非你聽的僅僅長笛獨奏，不然你可能需求運用現代DSP功用，為兩個驅動器供給優化的分頻，讓它們的極性保持共同。從圖5能夠看出，在高頻極性回轉的組合呼應中，分頻頻率處的相位斜度稍有轉機，表明存在某種程度的不對齊。

圖5：高頻極性回轉的組合呼應曲線。請注意分頻處相位曲線的小轉機。
圖6 展現了高頻驅動器極性回轉時，找到分頻處抵消的進程。分頻處的波穀深37 dB，最佳低頻延時為0.417毫秒。請注意，它比最挨近的0.396毫秒延時步進深10 dB。

圖6：高頻驅動器極性回轉時，找到最深的抵消。
圖7 描繪了最深抵消的相位曲線。這是一條徹底筆直的直線，表明剛好處於180度異相。

圖7：最深抵消的相位斜度是一條筆直的直線，表明剛好處於180度異相。
一旦找到高頻驅動器極性回轉時，發生最深抵消的延時步進，隻需將高頻驅動器的極性再次回轉即可。你的體係現在現已信號對齊。
圖8 是終究成果。與圖5回轉高頻的呼應曲線比較，本圖在分頻區域的相位曲線斜度愈加直緩，低聲單元在600Hz鄰近的呼應曲線也沒有高頻抵消波穀。

圖8：高頻相位再次翻轉後的終究信號對齊。
假如你具有丈量相位的丈量體係，請承認終究的相位斜度是一條直線。這是為了避免對錯誤的驅動器添加延時，或在短波長的分頻頻率處對正確的驅動器360度延時太多或太少，而形成前後偏離一個頻率周期。終究的頻率呼應可能看起來是相同的。假如運用的實時分析器不帶相位丈量功用，需特別注意這一點。